Если громкость звука не самое важное, а предпочтение отдается качеству звучания, то этот УМЗЧ будет как раз кстати. Выходной каскад, выполненный по двухтактной схеме на комплементарной паре мощных полевых транзисторов с изолированным затвором обеспечивает качество звучания субъективно сродни «ламповому».

Да объективные характеристики весьма не плохи:

Усилитель звука на полевых транзисторах

Предварительная часть низкой частоты выполнена на А1. Сигнал с его выхода поступает на выходной двухтактный каскад на противоположных полевых транзисторах с изолированным затвором — 2SK1530 (n-канал) и 2SJ201 (р-канал). На затворах транзисторов создается необходимое напряжение смещения с помощью резисторов R8, R9 и диодов VD3 и VD4.

Диоды устраняют искажения «ступенька», создавая исходную разность потенциалов между затворами полевых транзисторов.Стабилизирующее напряжение ООС снимается с выхода выходного каскада и через цепь R4-C6 поступает на инверсный вход операционного усилителя А1, который является так же и входом .

Коэффициент усиления по напряжению зависит от соотношения сопротивлений резисторов R1 и R4. Изменяя сопротивление R1 можно в достаточно широких пределах регулировать чувствительность этого УМЗЧ, приспособляя его под выходные параметры имеющегося предварительного УЗЧ. При этом следует знать, что, как обычно, увеличение чувствительности ведет в увеличению искажений. Так что здесь должен быть разумный компромисс.

Напряжение питания ±25В, можно использовать нестабилизированный источник, но обязательно хорошо отфильтрованный от пульсаций фона переменного тока.Операционный усилитель питается двуполярным напряжением ±18V от двух параметрических стабилизаторов на основе стабилитронов VD1 и VD2. Вместо транзистора 2SK1530 можно использовать более старые 2SK135, 2SK134, Вместо транзистора 2SJ201 можно использовать 2SJ49, 2SJ50.

Транзисторы должны быть установлены на теплоотвод. Транзисторы 2SK1530 и 2SJ201 имеют такую конструкцию корпуса, что радиаторной пластины, контактирующей с кристаллом у них нет, их корпус выполнен из керамо-пластика, хорошо проводящего тепло, но не проводящего электричества. Поэтому транзисторы можно установить на общий радиатор. Если же будут использованы транзисторы с радиаторными пластинами, имеющими электрический контакт с кристаллом, то необходимо их установить на разные радиаторы, изолированные друг от друга или использовать тщательное изолирование с помощью слюдяных прокладок.

В любом случае, между теплоотводящей поверхностью корпуса транзистора и радиатором должна быть теплопроводная паста, она закрывает неровности в соприкосновении корпуса транзистора и радиатора и так образом увеличивает реальную площадь соприкосновения, что способствует лучшему теплоотводу. Операционный усилитель звука можно заменить практически любым ОУ, например, или каким-то другим вариантом.Диоды 1N4148 можно заменить на КД522 или КД521.

Стабилитроны 1N4705 можно заменить любыми другими стабилитронами, рассчитанными на напряжение стабилизации 18В, либо каждый из них заменить двумя последовательно включенными стабилитронами, дающими в сумму 18В (например, 9В и 9В). Конденсаторы С1 и С4 должны быть на напряжение не ниже 35В, конденсаторы С7 и С8 на напряжение не ниже 50В. Несмотря на наличие электролитических конденсаторов С7 и С8 по питанию, на выходе источника питания должны быть конденсаторы значительно большей емкости чтобы обеспечить качественное подавление пульсаций переменного тока на выходе источника питания.

Монтаж выполнен на печатной плате из фольгированного стеклотекстолита с односторонним расположением печатных дорожек (рис.2). Способ изготовления печатной платы может быть любым доступным. Печатные дорожки не обязательно должны точно повторять форму показанных на рисунке, — важно чтобы обеспечивались необходимые соединения.

При создании усилителей большой мощности в выходном каскаде приходится применять параллельное включе­ние специально подобранных и согласованных групп тран­зисторов, что заметно усложняет и удорожает изготовление усилителя. Гораздо проще и дешевле использовать в этом каскаде лидеров по коэффициенту усиления и мощно сти - биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT ), так как отпадают вопросы подбора и установки групп тран­зисторов. Но считается, что такие транзисторы могут рабо­тать только в переключательных режимах. К тому же среди них практически нет комплементарных пар.

В настоящее время сложилось устойчивое мнение, что только каскады с симметричным выходом на комплементар­ных транзисторах способны обеспечить высокие параметры УМЗЧ . Это происходит из-за того, что практически все они повторяют топологию разработанную Лином на фирме RCA еще в 1956 г., - входной дифференциальный каскад, второй каскад усиления напряжения и выходной симметричный двух­тактный каскад - усилитель тока . Но эта структура далеко не оптимальна, если одно из плеч выходного каскада пост­роено по схеме Шикпаи, как это бывает при конструирова­нии УМЗЧ с мощными транзисторами одинаковой проводи­мости.

Главная проблема усилителя с выходным каскадом на транзисторах одинаковой проводимости - это потенциаль­ная неустойчивость порождаемая тем, что одно из плеч вы­ходного каскада охвачено местной отрицательной обратной связью. В результате существенно различаются фазо-частотные характеристики плеч. А это порождает звон и пара­зитную генерацию в выходном каскаде и требует дополни­тельной коррекции, симметрирующей такой выходной кас­кад, что снижает общую частоту среза УМЗЧ и приводит в итоге к повышению искажений . Хотя такие схемы у конст­рукторов энтузиазма не вызывают, тем не менее, транзис­торы одинаковой проводимости широко используются в вы­ходных каскадах мощных микросхем УМЗЧ в силу дешевиз­ны производства. Конечно, среди биполярных транзисторов комплементарных пар достаточно много, и трудности возни­кают только с подбором пар комплементарных транзисто­ров группы IGBT , привлекательность использования которых очевидна. Это сдерживает применение таких транзисторов, при их неоспоримых достоинствах перед биполярными и по­левыми транзисторами .Существуют мостовые схемы мощ­ных каскадов, в которых не требуются комплементарные пары транзисторов. Но они довольно сложны, и в них слож­но использовать эффективную обратную связь , в результа­те мостовые схемы не получили широкого распространения, кроме автомагнитол, где их используют из-за ограниченного напряжения питания.

Рассмотрим отдельно несимметричный двухтактный вы­ходной каскад на IGBT (рис. 1), когда верхний транзистор включен по схеме с общим коллектором а нижний транзи­стор- по схеме с общим эмиттером .

Зависимость выход­ного напряжения от тока управления для верхнего транзис­тора составит: U H = l э (1+R 3 * S ) *R н, а для нижнего транзистора - U H = l э * R 3 * S *R H . Можно заметить, что эти зависимости выход­ного напряжения очень близки, и при равном значении кру­тизны и большом сопротивлении резисторов в цепи затвора (R 1, R 2) выходной каскад практически симметричен. Но сим­метрия и линейность - это разные свойства. А замечатель­ное свойство этой схемы в том, что различие крутизны тран­зисторов можно компенсировать подбором резисторов. Та­кая симметрия недостижима для комплементарных полевых транзисторов. Различие крутизны у комплементарных пар полевых транзисторов достигает 300%, примерно такая же разница и их входной емкости.

Конечно, симметрия высока только на низких частотах, какими представляют и звуковые частоты. Задача состоит в том, чтобы построить схему с сохранением симметрии в наи­более широком диапазоне частот. И здесь топология Лина уже не является оптимальной .

Но вернемся к схеме на рис. 1. Недостаток каскада зак­лючается в том, что для каждого плеча требуется свой гене­ратор сигнала, и в результате возникают трудности с обес­печением термостабильности тока покоя каскада. Гораздо удобнее схема возбуждения каскада на рис. 2. Привлекатель­ность ее в том, что теперь не требуются два источника сигна­ла, и управление таким каскадом гораздо проще. Более того, здесь изменение сопротивления источника сигнала R изме­няет ток от источника тока к резисторам в цепи затворов транзисторов, причем изменение сопротивления R r приво­дит к противофазному изменению напряжения на затворах транзисторов. При увеличении Rr отпирается верхний тран­зистор и запирается нижний, при уменьшении Rr запирает­ся верхний транзистор и отпирается нижний. Суммарное зна­чение токов на затворных резисторах, при любом значении Rr , остается неизменным и определяется источником тока. ,,, То есть, здесь осуществляется преобразование входного сиг­нала в управляющий симметричный противофазный ток, но в десятки раз различающееся управляющее напряжение, для верхнего и нижнего плеча несимметричного выходного кас­када, что необходимо для управления несимметричным вы­ходным каскадом. Так реализуется двухтактный режим ра­боты мощного несимметричного выходного каскада . Началь­ный ток выходных транзисторов и термостабилизация тока покоя достигается изменением тока одного источника тока, так как при уменьшении тока источника тока запираются оба транзистора.

Построение выходного каскада на транзисторах одина­ковой структуры проводимости по предлагаемой схеме дос­таточно привлекательно простотой, особенно при большой выходной мощности усилителя (более 100 Вт), когда IGBT - транзисторы имеют ряд преимуществ перед биполярными и полевыми транзисторами. К тому же, по мнению разработ­чиков фирмы PLINIUS звучание с усилителями на транзис­торах п-р-п структуры лучше, чем на транзисторах р-п-р струк­туры, и в дорогих моделях они предпочитают асимметрич­ный выходной каскад . Объясняют это тем, что транзисто­ры предпочтительной структуры более линейны и имеют луч­шие частотные свойства, а также больший коэффициент уси­ления.

Для эффективного использования IGBT , а также поле­вых транзисторов одинаковой проводимости мною предла­гается новая структура УМЗЧ - входной каскодный уси­литель далее составной каскад на транзисторах разной про­водимости с источником тока и стабилитроном и, наконец, двухтактный несимметричный выходной каскад с транзис­торами одинаковой структуры. Эта структура с вольтдобавко й и вспомогательными цепями показана на рис. 3. Новая структура создает самый короткий путь прохождения сигна­ла к нижнему транзистору, который имее т наихудшие час­тотные свойства и, несмотря на простоту, имеет большой общий коэффициент усиления.

Рассмотрим схему на рис. 3 подробнее. Входной сигнал, через резистор R 1, определяющий входное сопротивление усилителя, поступает на базу транзистора VT 1. Включение этого транзистора в каскоде позволяет использовать на вхо­де низковольтный высокочастотный малошумящий транзи­стор и нейтрализовать эффект Миллера, а также уменьшить влияние синфазного напряжения. Транзистор VT 2 должен выдерживать требуемое напряжение, т.е . быть относитель­но высоковольтным. Использование "сломанного каскода", вместо обычного, защищает транзисторы VT 1 и VT 2 от про­боя, так как при перегрузке входным сигналом рост тока VT 1 и VT 2 ограничен резистором R 3.

Использование дифференциального входного усилителя вместо каскодного приведет к уменьшению крутизны вход­ного каскада в два раза и увеличению шума входного каска­да на 2 дБ, а это, в конечном счете, приведет к росту искаже­ний. Также появится необходимость в подборе пары вход­ных транзисторов.

С выхода каскодного усилителя сигнал поступает на со ставной каскад на транзисторах VT 3 VT 4, которые осуще­ствляют функцию Rr . Эти транзисторы включены по струк­туре ОБ-ОЭ с объединением по эмиттерам, что является оп­тимальным для выбора и использования транзисторов. Ко­эффициенты усиления по напряжению и по мощности тран­зисторов VT 3 и VT 4 сильно различаются, это требует приме­нения в качестве VT 3 высоковольтного транзистора средней мощности, частотные свойства которых, как правило, гораздо хуже маломощных низковольтных транзисторов. Поэто­му включение его в режиме ОБ более эффективно, чем в режиме ОЭ. Усиление по напряжению для VT 4 не столь ве­лико, как для VT 3. Поэтому включение его в режим ОЭ не слишком сильно ухудшит общую АЧХ.

Выбор подходящего дешевого высоковольтного транзистора п-р-п структуры для VT 3 не вызывает проблем, а транзистор VT 4 - низковольтный маломощный р-п-р структуры из высокочастотных транзисторов широкого применения.

Полевые транзисторы в качестве VT 1 ...VT 4 использовать нецелесообразно, так как они имеют меньшую крутизну, чем биполярные транзисторы, что будет эквивалентно снижению усиления каскадов и линейности усилителя в целом.

С целью увеличения максимальной амплитуды напряже­ния для полупериодов плюсовой полярности введена вольт- добавка в виде цепи R 6, С1. Хотя вместо вольтдобавки мож­но применить дополнительное питание, что расширит диа­пазон работы усилителя в область низких частот. Стабилитрон VD 1 компенсирует остаточное падение напряжения на транзисторах VT 3, VT 4 в полупериоды минусовой полярно сти и тем самым уменьшает напряжение насыщения по мину­су питания.

Применение параллельной ООС, вместо более распрос­траненной последовательной ООС, делает усилитель менее чувствительным (в части линейности) к изменению сопро­тивления источника сигнала. Так, при его увеличении нели­нейные искажения усилителя не возрастают как это происходит при использовании последовательной ООС .

Замечательным свойством предлагаемой структуры яв­ляется "естественное" ограничение максимального выходного тока . Дело в том, что напряжение на резисторах R 5, R 7 мо­жет максимально принимать только удвоенное значение от первоначального, и выбором сопротивления эмиттерных резисторов R 8, R 9 можно ограничить максимальный ток тран­зисторов, рассчитав его по формуле: Imax = (2 U нач – Umax )/R э,

где U нач - напряжение затвор-эмиттер транзисторов VT 5, VT 6, при котором через транзисторы течет заданный началь­ный ток; Umax - напряжение затвор-эмиттер транзисторов VT 5, VT 6 при протекании через них максимального тока; R э - сопротивление резисторов R 8, R 9.

Благодаря тому, что максимальное напряжение на рези­сторах R 5, R 7 не превышает удвоенного значения от началь­ного (например: если U зэ нач 5,7 В, то U зэ max = 11,4 В), нет смысла устанавливать защиту затворов от перенапряжения . А так как токи всех приборов усилителя ограничены, нет не­обходимости в дополнительных схемах защиты каскадов, что заметно упрощает усилитель.

На практике напряжение затвор-эмиттер транзисторов при протекании через них максимального тока заранее не известно, поэтому экспериментальным подбором R э осуще­ствляется выбор I max .

Как нетрудно заметить, R 8 и R 9 выполняют не только ограничительную, но и линеаризующую функцию для VT 5 и VT 6, создавая местную ООС в сам их нелинейных эле­ментах.

Вариант практической схемы реализации мощного УМЗЧ приведен на рис. 4.

Как видно из приведенных параметров технических ха­рактеристик, описываемый усилитель не уступает по каче­ству лучшим усилителям с симметричной структурой, и та­кая высокая выходная мощность реализована всего на вось­ми транзисторах! Неплохой результат при затратах на комп­лектующие порядка 10 USD , с учетом того, что не нужен под­бор и отбор групп транзисторов. И вообще схема является одной из лучших по соотношению затраты/качество.

Наиболее подробно особенности работы УМЗЧ можно описать по полной схеме (рис. 4) следующим образом . Вход­ной сигнал, через цепь С1, R 1, задающую нижнюю гранич­ную частоту и входное сопротивление, поступает на базу тран­зистора VT 1. В качестве входного в ыбран СВЧ транзистор КТ368А (для быстрого выхода из насыщения после перегруз­ки при ограничении вы­ходного сигнала). На базу этого же транзис­тора поступает сигнал обратной связи через цепь С2, R 3.

Цепь СЗ , R 2, R 4 , R 7 предназначена для ус­тановки нулевого на­пряжения смещения на выходе усилителя . Так как подстроечный ре­зистор R 7 со временем может изменить сопро­тивление, вместо него лучше установить по­добранный при настройке постоянный резистор. Диоды VD 2 и HL 1 задают смещение на базу транзистора VT 2 и одновременно осуществляют термо­компенсацию нулевого напряжения на выходе усилителя за счет одинаковых тепло­вых коэффициентов транзистора VT 1 и диода VD 2 (он же задает напряжение смещения по цепи R 2, R 4, R 7).

Конденсатор С4 осуществляет коррекцию входного кас­када. С коллектора VT 1 сигнал через VT 2 поступает на базу эмиттерного повторителя на транзисторе VT 3. Его задача - повышение входного сопротивления и тем самым повыше­ние общего усиления, а также ускорение запирания транзи­стора VT 5 и нейтрализация эффекта Миллера. Стабилитрон VD 3 увеличивает напряжение питания для VT 3 и тем ускоря­ет запирание транзисторов VT 4, VT 5, увеличивая скорость переднего фронта.

С эмиттера VT 3 сигнал поступает на базу транзистора VT 5. Цепь L 1, R 13 осуществляет коррекцию составного кас­када на транзисторах VT 4 и VT 5. С коллектора транзистора VT 5 сигнал поступает на затвор выходного транзистора ниж­него плеча . С коллектора транзистора VT 4 аналогичный, но противофазный токовый сигнал поступает через стабилитрон VD 7 на затвор выходного транзистора верхнего плеча.

Цепь R 11, С7 в базе VT 4 осуществляет инклюзивную коррекцию выходного каскада, повышающую устойчивость усилителя в режиме ограничения. Цепи С 10, R 22 и L 2, R 24 повышают устойчивость усилителя при изменении сопротив­ления нагрузки и при ее емкостном характере .

Диод VD 8 уменьшает в два раза тепловую мощность, рас­сеиваемую на резисторе R 20, за счет того, что по нему течет только ток зарядки конденсатора С8. Ток покоя выходного каскада, равный 0,2 А, выставляют подстроенным резисто­ром R 17.

Для термостабилизации тока покоя УМЗЧ диоды VD 5 и VD 6 устанавливают на теплоотвод рядом с выходными тран­зисторами. Транзисторы VT 4, VT 6 снабжают небольшими пластиночными теплоотводами, так как рассеиваемая ими тепловая мощность достигает 0,8 Вт. Светодиод HL 2 исполь­зуется для задания смещения источника тока на транзисторе VT 6 и одновременно для индикации включения усилителя.

Выходные транзисторы необходимо установить на ради­аторе площадью не менее 3000 см 2 . Применение вентилято­ра позволит резко сократить его размеры, что заметно умень­шит габариты и вес усилителя.

При первом включении усилителя для защиты выходных транзисторов резисторы R 19 и R 23 рекомендуется заменить более высокоомными (до 3 …10 Ом), и лишь после проверки напряжения на затворах можно установить соответствующие схеме 0,1 0м и выставить ток покоя. При этом для IRG 4PC 30W напряжение U зэ = 5,7 В.

Как видно из полной схемы (рис. 4), в усилителе приме­нена довольно сложная коррекция АЧХ (четыре конденсато­ра и дроссель, не считая резисторов). Это небольшая плата за то, чтобы несимметричная структура вела себя не хуже симметрично й (с комплементарными приборами) и получить высокую устойчивость усилителя в зоне ограничения . Мож­но сказать, что первая проблема достижения малых искаже­ний после выбора структурной схемы - это проблема выбо­ра коррекции АЧХ усилителя создающей необходимый за­пас устойчивости усилителя при большом изменении выход­ных токов и напряжений, и в то же время обеспечивающей минимальную фазовую задержку в рабочем диапазоне час­тот. В большинстве случаев именно коррекция становится определяющей, сводя на нет достоинства многих схем .

Разработчик всегда находится перед дилеммой - увели­чить ли глубину общей ООС для улучшения линейности уси­лителя или уменьшить ее глубину, чтобы увеличить запас устойчивости, который необходим, если сопротивление АС имеет сложный характер. И если усилители звучат по-раз­ному, то в большой степени это связано с запасом устойчи­вости, который очень заметно проявляется на больших уров­нях . Именно поэтому УМЗЧ с "простыми" схемами часто показывают лучшие результаты, чем имеющие сложную (ча­сто на микросхемах) структуру. А каждый новый каскад дол­жен вводиться после тщательных испытаний эффективнос­ти нов ых элементов. Тем более, что увеличение глубины ООС в большинстве случаев не дает желаемого результата, а лишь ухудшает запас устойчивости. И тут на первый план выхо­дит правильная оценка критериев линейности и динамичес­кой устойчивости усилителя, которые в свою очередь зави­сят от грамотной коррекции. Причем грамотная коррекция должна минимизировать фазовую задержку в рабочем диа­пазоне частот, не ухудшая общую устойчивость. Часто го­раздо эффективней хорошая коррекция, чем новый каскад.

Конечно, выбранный способ баланса нуля на выходе уси­лителя далеко не лучший, и он привлекателен лишь своей простотой. На выходе УМЗЧ может возникать "плавающее" смещение до нескольких десятков милливольт, но оно не ска­зывается заметно ни на звуке, ни на рабочей точке выход­ных транзисторов. Для уменьшения же ухода "нуля" полезно ввести узел слежения на прецизионной микросхеме, пусть это и усложнит усилитель.

Примененные транзисторы IRG 4PC 30W недороги, но они имеют заметную нелинейность на начальном участке и боль­шую входную емкость. Если проверить весь ряд серий IGBT , предлагаемых изготовителями, то наверняка можно найти приборы с большей линейностью и меньшей входной емкос­тью. У автора не было возможности провести такую работу. С предложенными транзисторами можно улучшить линей­ность в два раза увеличением тока покоя до 0,5 А, но это потребует увеличения площади радиатора.

В заключение хочу отметить, что если нет потребности в большой мощности усилителя, то вполне можно использо­вать на выходе вместо IGBT транзисторов полевые транзис­торы с изолированным затвором и каналом n -типа, линей­ность которых заметно выше. Усилитель получит более вы­сокую линейность, при этом надо только подобрать резисто­ры для другого напряжения питания и стабилитроны для дру­гого напряжения затвора. Уменьшенный по мощности ана­лог УМЗЧ на полевых транзисторах, соответствующий при­веденной здесь схеме, успешно эксплуатируется автором в течение шести лет, доставляя массу приятных минут при про­слушивании в домашних условиях разного рода музыкаль­ных программ.

Литература

1. Данилов А.А. Прецизионные усилители низкой часто­ты М Горячая линия - Телеком, 2004.

2. Козырев В Усилители " Krell KAV -4- xi ", " Audio Analogue Maestro ", " Plinius 9200". - Аудио Магазин, 2003, №6, с. 71,72.

3. Шпак С.В. Патент RU №2316891 от 10.04.2006.

4 Дуглас Селф о ранее не замеченном источнике иска­жений транзисторных УМЗЧ с общей ООС - Радиохобби, 2003, №3, с. 10,11.

5. Витушкин А., Телеснин В. Устойчивость усилителя и естественность звучания. - Радио 1980, №7, с 36,37.

Сергей Шпак г.Казань Татарстан

P.S. На сайте уже поднималась тема редакционных ошибок, здесь ещё один пример такой ошибки: -

Vovk@

Схема усилителя приведена на рис.1. Через RC-цепочку фильтра нижних частот сигнал попадает на комплементарный входной каскад (Т1, Т2, ТЗ, Т4). При желании можно увеличить емкость разделительного конденсатора С1, однако делать это имеет смысл только в случае очень низкой граничной частоты звукоизлучающей системы. В эмиттерную цепь входного каскада включен линеаризующий резистор R11 на 100 Ом, к эмиттерам же подключена общая отрицательная обратная связь величиной около 30 дБ. "Внутри" каскада, между коллектором "нижнего" транзистора (Т2) и эмиттером "верхнего" (ТЗ) действует вторая ("внутренняя") петля обратной связи величиной около 18 дБ. Это означает, что за исключением транзисторов Т1, Т2, обе петли оказывают одинаковое действие на все остальные каскады.

Через эмиттерный повторитель (основная роль которого - сдвиг уровня постоянного напряжения) сигнал с входного каскада подается на усилитель напряжения(Т7,Т8). В эмиттерах транзисторов здесь снова установлены линеаризующие резисторы. Коллекторный ток этих транзисторов протекает через цепи, которые регулируют ток покоя полевых транзисторов оконечного усилителя. Остановимся на мгновение! Температурный коэффициент Kт полевых транзисторов (т.е. отношение напряжение на затворе/ток стока) близок к нулю. Для малых токов он небольшой и отрицательный, для больших - небольшой и положительный. Перемена знака происходит для мощных транзисторов при токе около 100 мА. Оконечный усилитель работает при токе покоя 100 мА. Полевые транзисторы "раскачиваются" через транзисторные эмиттерные повторители, у которых, как известно, Кт положительный. Поэтому необходимо использовать такую предварительно смещенную цепь, которая компенсировала бы температурную зависимость. Температурную зависимость эмиттерных повторителей компенсируют диоды D3 и D4. Ток покоя полевых транзисторов оконечного усилителя устанавливается потенциометром Р на уровне порядка 100 мА. В цепях затворов полевых транзисторов установлены резисторы (R29, R30), препятствующие самовозбуждению. Цепь, состоящая из диодов и стабилитронов (D5...D8), предотвращает появление опасного для полевых транзисторов напряжения затвор-исток. В цепи истока полевых транзисторов имеются резисторы (R31 и R32) номиналом на 0,47 Ом. Из них R32 отмечен звездочкой - в опытном образце его значение было равно нулю. Этот резистор сглаживает возможные различия в крутизне полевых транзисторов. Как правило, включение R32 не оказывает катастрофического действия на усиление, можно ожидать увеличения искажений на величину порядка 20...30%. Как обычно, RCL-звено на выходе усилителя защищает его от самовозбуждения при чрезвычайно высоком реактивном импедансе нагрузки. Сопротивление Rx в цепи эмиттера Т1 на входе усилителя используется для точной балансировки усилителя. Если взять R13 и R14 одинаковой величины (6,8 кОм), а Rx закоротить, то смещение выхода будет вполне удовлетворительным. Но если необходимо его улучшить, то R13 уменьшается до 6,2 кОм, а вместо Rx временно подключается потенциометр на 1 кОм. После примерно 30 мин "прогрева" усилителя, этим потенциометром устанавливается на выходе уровень напряжения, равный нулю. Сопротивление потенциометра измеряется, и в качестве Rx припаивается резистор с номиналом, подходящим ближе всего к измеренному. Как правило, при замене D1 или D2 возникает необходимость в замене Rx. Конденсатор С9 осуществляет частотную коррекцию усилителя. Он вызывает двойной эффект: осуществляет, с одной стороны, "запаздывающую" коррекцию при емкостной нагрузке коллекторов Т7 и Т8 и, с другой стороны, "опережающую", будучи подсоединенным не к земле, а к R21. Резистор R34 предотвращает возникновение двух различных петель заземления в том случае, когда два или более УМЗЧ питаются от одного блока питания. Земля на входе соединяется с металлическим корпусом или шасси и с предусилителем, а другие земли представляющие собой, по сути дела, возвратные провода для токов нуля, соединяются по отдельности с нулевой точкой блока питания.


Монтаж. Усилитель собран на двусторонней печатной плате, чертеж которой показан на рис.2-3. Со стороны деталей имеется сплошная фольга заземления. Зенковка в местах "входа" выводов деталей в плату предотвращает замыкания. Соединяющиеся с землей выводы деталей припаиваются непосредственно (без отверстий) к фольге заземления. На сборочном чертеже эти точки помечены черным цветом. Два оконечных полевых транзистора устанавливаются на уголки из алюминия, которые соединяются с радиатором, создавая тепловой мостик, и оба крепятся к плате. Их необходимо изолировать от уголков и платы. Имеющийся в цепи эмиттера резистор "висит в воздухе", поскольку установлен навесным монтажом. Резисторы R29 и R30 для укорачивания выводов припаиваются со стороны дорожек платы. Теплоотводы не должны образовывать с "нулевой" фольгой "ложную землю", поэтому "нулевая" фольга прерывается глубокой царапиной, идущей параллельно теплоотводам. Для нормального охлаждения полевых транзисторов достаточно охлаждающей поверхности около 400 см2. Транзисторы Т9 и Т10 крепятся к "нулевой" фольге через тонкую слюдяную пластину. Здесь очень легко может возникнуть короткое замыкание, поэтому монтаж нужно тщательно проверить омметром. Катушка L1 диаметром 10 мм состоит из примерно 15 плотно намотанных витков провода диаметром 0,5 мм (без сердечника). Резистор R33 расположен по оси L1, и его выводы спаиваются вместе с выводами катушки, а затем крепятся к плате. Три провода, идущие к блоку питания, скручиваются вместе. Два провода, ведущие к динамику, также скручиваются в отдельный жгут (независимо от предыдущих). Поскольку здесь текут большие токи, их магнитные поля могут значительно увеличить искажения - главным образом, на высоких частотах. Скручивание проводов вместе приводит к тому, что магнитные поля токов, текущих в противоположных направлениях, взаимно уничтожаются. Нулевая точка блока питания и вывод динамика не соединяются с корпусом, и идущие к ним провода не укладываются вместе с другими проводами.

Блок питания. Схема блока питания - самая простая (рис.4). Трансформатор, имеющий отвод от середины вторичной обмотки, питает двухполупериодный выпрямитель, состоящий из двух групп по 2 диода. Сглаживание пульсации осуществляют конденсаторы емкостью не менее 4700 мкФ (40 В). Такой блок может обеспечить питанием два оконечных усилителя.

Верхний предел напряжения вторичной обмотки трансформатора определяется типом использованных транзисторов Т7, Т8. В случае использования пары ВС 546/556, напряжение питания (в отсутствие сигнала) не должно превосходить 30...32 В. Более высокое напряжение эти транзисторы "переносят плохо". При напряжении питания ±30 В можно использовать трансформатор 220/2х22,5 В или 230/2х24 В. Усилитель с напряжением питания ±30 В может отдать в нагрузку мощность около 24 Вт (на 8 Ом). Полевые транзисторы, используемые в оконечном усилителе, очень дорогие. За цену одного такого транзистора можно приобрести весь остальной набор деталей. Невольно возникает вопрос- компенсируются ли излишки расходов ожидаемым улучшением качества. Ответ на этот вопрос зависит от многих обстоятельств, поскольку:

речь идет о субъективно воспринимаемых искажениях, поэтому звуковые ощущения у разных людей будут разными;

восприятие искажений зависит от воспроизводимой музыки. При воспроизведении чисто "авторской" электронной музыки не имеет смысла говорить об искажениях, ибо невозможно узнать, были или нет эти искажения в исходном материале;

проблематично воспроизведение музыки, поступающей с CD. По мнению "критических ушей" и автора, эта музыка имеет специфическую окраску. Воспроизведение же с хорошей аналоговой пластинки или непосредственно с концерта дает превосходное качество.

УСИЛИТЕЛЬ Hi-Fi НА КОМПЛЕМЕНТАРНЫХ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

E.PIRET.

Схема усилителя приведена на рис.1. Через RC-цепочку фильтра нижних частот сигнал попадает на комплементарный входной каскад (Т1, Т2, ТЗ, Т4). При желании можно увеличить емкость разделительного конденсатора С1, однако делать это имеет смысл только в случае очень низкой граничной частоты звукоизлучающей системы.

В эмиттерную цепь входного каскада включен линеаризующий резистор R11 на 100 Ом, к эмиттерам же подключена общая отрицательная обратная связь величиной около 30 дБ. "Внутри" каскада, между коллектором "нижнего" транзистора (Т2) и эмиттером "верхнего" (ТЗ) действует вторая ("внутренняя") петля обратной связи величиной около 18 дБ. Это означает, что за исключением транзисторов Т1, Т2, обе петли оказывают одинаковое действие на все остальные каскады.

Рис.1

Через эмиттерный повторитель (основная роль которого - сдвиг уровня постоянного напряжения) сигнал с входного каскада подается на усилитель напряжения(Т7,Т8). В эмиттерах транзисторов здесь снова установлены линеаризующие резисторы. Коллекторный ток этих транзисторов протекает через цепи, которые регулируют ток покоя полевых транзисторов оконечного усилителя.

Остановимся на мгновение! Температурный коэффициент Kт полевых транзисторов (т.е. отношение напряжение на затворе/ток стока) близок к нулю. Для малых токов он небольшой и отрицательный, для больших - небольшой и положительный. Перемена знака происходит для мощных транзисторов при токе около 100 мА. Оконечный усилитель работает при токе покоя 100 мА. Полевые транзисторы "раскачиваются" через транзисторные эмиттерные повторители, у которых, как известно, Кт положительный. Поэтому необходимо использовать такую предварительно смещенную цепь, которая компенсировала бы температурную зависимость.

Температурную зависимость эмиттерных повторителей компенсируют диоды D3 и D4.

Ток покоя полевых транзисторов оконечного усилителя устанавливается потенциометром Р на уровне порядка 100 мА.

В цепях затворов полевых транзисторов установлены резисторы (R29, R30), препятствующие самовозбуждению. Цепь, состоящая из диодов и стабилитронов (D5...D8), предотвращает появление опасного для полевых транзисторов напряжения затвор-исток.

В цепи истока полевых транзисторов имеются резисторы (R31 и R32) номиналом на 0,47 Ом. Из них R32 отмечен звездочкой - в опытном образце его значение было равно нулю. Этот резистор сглаживает возможные различия в крутизне полевых транзисторов. Как правило, включение R32 не оказывает катастрофического действия на усиление, можно ожидать увеличения искажений на величину порядка 20...30%.

Как обычно, RCL-звено на выходе усилителя защищает его от самовозбуждения при чрезвычайно высоком реактивном импедансе нагрузки.

Сопротивление Rx в цепи эмиттера Т1 на входе усилителя используется для точной балансировки усилителя. Если взять R13 и R14 одинаковой величины (6,8 кОм), а Rx закоротить, то смещение выхода будет вполне удовлетворительным. Но если необходимо его улучшить, то R13 уменьшается до 6,2 кОм, а вместо Rx временно подключается потенциометр на 1 кОм. После примерно 30 мин "прогрева" усилителя, этим потенциометром устанавливается на выходе уровень напряжения, равный нулю. Сопротивление потенциометра измеряется, и в качестве Rx припаивается резистор с номиналом, подходящим ближе всего к измеренному. Как правило, при замене D1 или D2 возникает необходимость в замене Rx.

Конденсатор С9 осуществляет частотную коррекцию усилителя. Он вызывает двойной эффект: осуществляет, с одной стороны, "запаздывающую" коррекцию при емкостной нагрузке коллекторов Т7 и Т8 и, с другой стороны, "опережающую", будучи подсоединенным не к земле, а к R21.

Резистор R34 предотвращает возникновение двух различных петель заземления в том случае, когда два или более УМЗЧ питаются от одного блока питания. Земля на входе соединяется с металлическим корпусом или шасси и с предусилителем, а другие земли представляющие собой, по сути дела, возвратные провода для токов нуля, соединяются по отдельности с нулевой точкой блока питания.

Монтаж. Усилитель собран на двусторонней печатной плате, чертеж которой показан на рис.2-3.

Со стороны деталей имеется сплошная фольга заземления. Зенковка в местах "входа" выводов деталей в плату предотвращает замыкания. Соединяющиеся с землей выводы деталей припаиваются непосредственно (без отверстий) к фольге заземления. На сборочном чертеже эти точки помечены черным цветом.

Два оконечных полевых транзистора устанавливаются на уголки из алюминия, которые соединяются с радиатором, создавая тепловой мостик, и оба крепятся к плате. Их необходимо изолировать от уголков и платы. Имеющийся в цепи эмиттера резистор "висит в воздухе", поскольку установлен навесным монтажом. Резисторы R29 и R30 для укорачивания выводов припаиваются со стороны дорожек платы. Теплоотводы не должны образовывать с "нулевой" фольгой "ложную землю", поэтому "нулевая" фольга прерывается глубокой царапиной, идущей параллельно теплоотводам. Для нормального охлаждения полевых транзисторов достаточно охлаждающей поверхности около 400 см 2 . Транзисторы Т9 и Т10 крепятся к "нулевой" фольге через тонкую слюдяную пластину. Здесь очень легко может возникнуть короткое замыкание, поэтому монтаж нужно тщательно проверить омметром.

Катушка L1 диаметром 10 мм состоит из примерно 15 плотно намотанных витков провода диаметром 0,5 мм (без сердечника). Резистор R33 расположен по оси L1, и его выводы спаиваются вместе с выводами катушки, а затем крепятся к плате.

Три провода, идущие к блоку питания, скручиваются вместе. Два провода, ведущие к динамику, также скручиваются в отдельный жгут (независимо от предыдущих). Поскольку здесь текут большие токи, их магнитные поля могут значительно увеличить искажения - главным образом, на высоких частотах.

Скручивание проводов вместе приводит к тому, что магнитные поля токов, текущих в противоположных направлениях, взаимно уничтожаются.

Нулевая точка блока питания и вывод динамика не соединяются с корпусом, и идущие к ним провода не укладываются вместе с другими проводами.

Блок питания. Схема блока питания - самая простая (рис.4). Трансформатор, имеющий отвод от середины вторичной обмотки, питает двухполупериодный выпрямитель, состоящий из двух групп по 2 диода. Сглаживание пульсации осуществляют конденсаторы емкостью не менее 4700 мкФ (40 В). Такой блок может обеспечить питанием два оконечных усилителя.

Верхний предел напряжения вторичной обмотки трансформатора определяется типом использованных транзисторов Т7, Т8. В случае использования пары ВС 546/556, напряжение питания (в отсутствие сигнала) не должно превосходить 30...32 В. Более высокое напряжение эти транзисторы "переносят плохо". При напряжении питания ±30 В можно использовать трансформатор 220/2х22,5 В или 230/2х24 В. Усилитель с напряжением питания ±30 В может отдать в нагрузку мощность около 24 Вт (на 8 Ом).

Полевые транзисторы, используемые в оконечном усилителе, очень дорогие. За цену одного такого транзистора можно приобрести весь остальной набор деталей. Невольно возникает вопрос- компенсируются ли излишки расходов ожидаемым улучшением качества. Ответ на этот вопрос зависит от многих обстоятельств, поскольку:

Речь идет о субъективно воспринимаемых искажениях, поэтому звуковые ощущения у разных людей будут разными;

Восприятие искажений зависит от воспроизводимой музыки. При воспроизведении чисто "авторской" электронной музыки не имеет смысла говорить об искажениях, ибо невозможно узнать, были или нет эти искажения в исходном материале;

Проблематично воспроизведение музыки, поступающей с CD. По мнению "критических ушей" и автора, эта музыка имеет специфическую окраску. Воспроизведение же с хорошей аналоговой пластинки или непосредственно с концерта дает превосходное качество.

Перевод А. Бельского.